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  一種優(yōu)化的ANPC拓撲結構。該拓撲結構支持最新的1200-V SiC T-MOSFET與IGBT技術優(yōu)化組合，實現(xiàn)成本效益。市場上將推出一款采用全集成ANPC拓撲結構的新型功率模塊，適用于高度緊湊型、高效率1500-V并網(wǎng)逆變器。新開發(fā)的Easy3B功率模塊在48kHz頻率條件下，可以實現(xiàn)輸出功率達到200kW以上。此外，相應的P-Q圖幾乎呈圓形。這意味著，該功率模塊適用于儲能系統(tǒng)等新興應用。

  1.引言

  過去十年，光伏產(chǎn)業(yè)經(jīng)歷了大規(guī)模增長。規(guī)模經(jīng)濟效應和光伏系統(tǒng)技術領域的創(chuàng)新，促使平準化度電成本降低，同時也是光伏產(chǎn)業(yè)高速發(fā)展的主要驅(qū)動因素。此外，我們可以觀察到電網(wǎng)級光伏系統(tǒng)的直流電壓從1000V提升到1500V。然而，這背后的主要動因在于電纜和安裝成本下降，以及直流和交流電壓等級提升帶來的系統(tǒng)功率密度增加。此外，單機功率處于75kW至150kW范圍的分散式大功率組串式逆變器正被應用于電網(wǎng)級光伏系統(tǒng)中。這是因為該類逆變器有助于提高設計靈活性和降低維護成本。另外，直流電壓高達1500V的儲能系統(tǒng)的重要性也愈加凸顯。

  盡管IGBT和二極管等硅基器件得到廣泛應用，但它們并未針對光伏應用進行優(yōu)化。特別是在快速開關能力和抗宇宙射線性能方面，SiC T-MOSFET等寬帶隙功率半導體技術優(yōu)于現(xiàn)有的1200-V Si-IGBT技術。盡管碳化硅(SiC)器件價格高昂，并且所需的柵極驅(qū)動器原理更復雜，比如利用有源米勒鉗位抑制寄生元件開通，但是該類器件的損耗大幅降低。因此，對于快速開關器件來說，SiC T-MOSFET如果與具有成本效益的硅基器件相結合，將是一個卓越的替代解決方案。如果采用這種方案，則可以提高開關頻率、降低總損耗，并且最大限度減少濾波器或散熱器等相關關鍵部件的數(shù)量，最終優(yōu)化并最大限度降低系統(tǒng)成本。與此相反，完全基于SiC的解決方案不能進一步減少濾波器或散熱器的數(shù)量。因此，采用成本更高的SiC器件會導致系統(tǒng)成本更高。從系統(tǒng)層面來看，這里提出的混合解決方案是兼具性能和成本優(yōu)勢的最佳選擇。

  2.提出解決方案

  2.1 拓撲結構和調(diào)制

  為設計出1500-V大功率逆變器，NPC1拓撲結構結合1200-V IGBT器件是目前常用的方法。有源中性點鉗位型(ANPC)拓撲結構結合中性線上有源開關可以進一步提高自由度，但到目前為止該拓撲結構主要與IGBT或IGCT組件共同用于極高功率應用。

  本文提出對ANPC拓撲結構進行特別的調(diào)整，以充分發(fā)揮SiC T-MOSFET與具有成本效益且高效的硅基IGBT解決方案相結合帶來的優(yōu)勢。圖1a顯示了所述解決方案的橋臂。其中，T1至T4由硅基IGBT和相應的硅基續(xù)流二極管(FWD)組成;T5和T6由SiC T-MOSFET和內(nèi)部體二極管組成。采用中提出的調(diào)制方案(圖1b)，IGBT僅用于變換基本輸出電壓的極性，并且根據(jù)電網(wǎng)頻率(50/60 Hz)進行開關。因此，可以通過優(yōu)化IGBT最大限度降低導通損耗。就這一點而言，可以利用新推出的1200-V微溝槽(MPT)IGBT，其典型VCEsat僅為1.65V(@ICnom,125°C)。這樣，僅快速高效的SiC組件會產(chǎn)生有源開關損耗。因此，SiC器件數(shù)量可以減少到最低水平，從而實現(xiàn)最優(yōu)成本效益。

  圖1: a) SiC T-MOSFET結合ANPC拓撲結構b) 調(diào)制方案：由于T6與T5互補，未顯示T6

  快速開關器件T5的占空比D可以用以下公式表示：

  其中，Vgrid為柵極相電壓(有效值);VDC為直流母線電壓;m為調(diào)制指數(shù)。T6的開關信號(DT6)與T5互補。根據(jù)柵極驅(qū)動級的特性，必須增加100-200納秒(ns)的極短聯(lián)鎖死區(qū)時間。

  2.2SiC T-MOSFET的功率損耗分析

  SiC T-MOSFET的瞬時導通損耗影響開通電阻RDS,on、柵極電流igrid、柵極電流相位角φ和占空比(函數(shù)公式(1))。由于結構的對稱性，僅考慮T5的損耗：

  如果計算公式(3)的平均值，可以看出SiC T-MOSFET的總導通損耗既不受相位角(或功率因數(shù)，反之亦然)影響，也不受調(diào)制指數(shù)影響。圖2描述了以m和φ為參數(shù)，將公式(3)歸一化到2倍Igrid 2倍RDSon。很明顯，一個時間段的平均值總是恒定的(0.25)。

  圖2：歸一化瞬時導通損耗，其中m=0.8，φ=0(紅色);m=0.5，φ=90°(藍色)

  如果忽略SiC T-MOSFET體二極管的動態(tài)損耗，計算結果與兩電平逆變器相同，但該實驗中僅施加了50%直流母線電壓。假設開關能量Esw，漏極電流ID和直流鏈路電壓存在線性關系，則總開關損耗可以根據(jù)以下公式進行近似計算：

  本文所述的調(diào)制方案結合ANPC拓撲結構的一個顯著優(yōu)勢在于，運行幾乎不受功率因數(shù)的影響，并且無需對SiC器件進行電流降額。該優(yōu)勢支持該解決方案在無功功率模式下用于電網(wǎng)環(huán)境不穩(wěn)定的地區(qū)。這正在成為電網(wǎng)級光伏應用的一項關鍵需求。此外，同樣的硬件平臺可以用于光伏和儲能應用。

  2.3IGBT和FWD功率損耗分析

  由于IGBT根據(jù)電網(wǎng)頻率(50/60Hz)進行開關，它們大多會產(chǎn)生導通損耗。然而，該過程也會產(chǎn)生較小的無源開關損耗，比如IGBT正向恢復。

  由于結構的對稱性，僅給出了T1、T3和D1、D3的損耗。導通損耗可按以下公式計算：

  然后計算T1和T3的導通損耗，并歸一化為T1和T3之和。為簡化分析，IGBT的V-I輸出特性與FWD相同。從圖3可以看出，損耗是否從IGBT轉移到FWD取決于相位角。就cosφ=0.8的光伏逆變器的典型運行而言，F(xiàn)WD的損耗要小得多，因此可以選擇額定值較小的器件。然而，如果在功率因數(shù)cosφ=-1的條件下考慮儲能應用，F(xiàn)WD的損耗達到最大值，因此器件的額定值應該與IGBT相同。

  圖3：IGBT(左)和二極管(右)在m=0.7條件下的歸一化導通損耗與相位角的關系

  3.新型ANPC功率模塊

  為了提高功率密度，業(yè)界已經(jīng)開發(fā)出一種新型高效功率模塊。圖4中給出了所述ANPC功率模塊的四種不同的換流通路。圖4表明，四種情況下的換流通路均較長。這意味著總是需要兩個SiC T-MOSFET和兩個IGBT或FWD。因此，采用低電感對稱結構十分重要。使用成熟的無基板EasyPACK?平臺可以解決這個問題。中已經(jīng)證明，在基于帶狀線方式的Easy2B功率模塊中，雜散電感僅為8nH。

  新開發(fā)的Easy3B功率模塊如圖5所示。整個橋臂可以集成兩個1200-V 6-mΩ CoolSiC? MOSFET和四個微溝槽IGBT和FWD。關于新型Easy3B模塊理念的更多詳細信息可參見。

  圖4：所述ANPC功率模塊的四種不同換流通路

  (紅色：有源狀態(tài);橙色：續(xù)流)

  圖5：新型Easy3B模塊的圖片和在VDC=750V，ID=200A，Tvj=150°C條件下F3L6MR12W3M1_ENG的關斷波形

  圖5顯示了所述功率模塊原型的典型關斷波形(F3L6MR12W3M1_ENG)。圖6給出了相應的開通開關瞬態(tài)。實驗設置為標準雙脈沖試驗，使用上橋或下橋SiC T-MOSFET的體二極管作為續(xù)流二極管。施加750V直流母線電壓，可視為最壞工況。

  與普通IGBT相比，單極SiC器件在關斷過程中不產(chǎn)生任何拖尾電流。因此，實驗中觀察到VDS和ID上存在典型振蕩。引起震蕩的根本原因是由于存在寄生電感(比如，功率模塊本身結構中的電感)以及源自器件和模塊設計的電容(比如，SiC MOSFET的輸出電容和襯底耦合電容)。關斷過程中第一次電流跌落清楚地表明了器件電容對開關特性的顯著影響。因此，部分負載電流用于釋放SiC MOSFET的輸出電容。無論如何，這些現(xiàn)象的存在已是眾所周知的事實，詳細信息可參考其他文獻。

  值得注意的是，與全集成PCB設計相比，標準雙脈沖試驗及其電流測量裝置可能會導致更高的寄生電感。因此，最終系統(tǒng)中振蕩可能更少。

  圖6：VDC=750V，ID=200A，Tvj=150°C條件下F3L6MR12W3M1_ENG的開通波形示例

  4.對比評價

  使用仿真工具PLECS®對Easy3B模塊的三種不同配置進行比較。第一種配置考慮典型NPC1拓撲結構作為硅基解決方案，采用額定值為150A的快速H3 IGBT模塊，同時中性支路上設置150-A EC7二極管(NPC1 a)。第二種配置是一種混合解決方案，中性支路上設置額定值為150A的H3 IGBT和額定值為50A的SiC FWD(NPC1 b)。第三種配置考慮ANPC結合6-mΩ CoolSiC? MOSFET和150-A TRENCHSTOP? IGBT7。為進行比較，按最高功率密度(如最大芯片面積)，而非相同的額定芯片電流，對每種配置進行計算。為簡化兩種NPC配置的計算過程，仿真中僅考慮H3 IGBT。在相輸出位置采用低靜態(tài)損耗IGBT的更復雜解決方案可略微改進兩種配置的表現(xiàn)，但不會改變給定的結論。

  圖7顯示了每個模塊的功率損耗和最大輸出電流與開關頻率fsw的關系。ANPC的功率損耗大大低于兩種NPC1。在32kHz頻率條件下，ANPC的功率損耗僅為硅基NPC1解決方案的四分之一，甚至僅為NPC1混合解決方案的50%。同樣，可實現(xiàn)的輸出電流明顯更高。

  圖7：NPC1解決方案與ANPC解決方案中每個模塊的功率損耗(Igrid= 50 A，VDC= 1200 V，Vout= 600 VAC，cosphi= 0.8，TA= 50°C，RthHA= 0.15 K/W)

  這種大功率組串式逆變器的一個重要特點是易搬運。兩個工人應該能夠搬運和安裝一臺逆變器。這意味著尺寸和重量特別重要。因此，開關頻率應該盡可能高，以減少輸出濾波器數(shù)量。在給定假設條件下，fsw=48kHz時可以實現(xiàn)柵極輸出電流有效值達到110A。假設典型線對線交流柵極電壓為600 VAC，這意味著每相并聯(lián)兩個模塊可以實現(xiàn)輸出功率超過200kW。

  另外，一個ANPC模塊的結溫和總功率損耗示例如圖8所示。SiC T-MOSFET(T5)的溫度通常最高，但仍然遠遠低于150℃。如2.2節(jié)所述，溫度幾乎不受功率因數(shù)的影響?？偣β蕮p耗也不受功率因數(shù)的影響。當cosφ接近-1時，F(xiàn)WD D1的溫度高于T5。因此，當功率需要向兩個方向流動時，可能需要對輸出電流進行小幅降額或采用稍微大一點的二極管。

  圖8：結溫和功率損耗與功率因數(shù)的關系(Igrid=100A，VDC= 1200V，Vout=600VAC，cosphi=0.8，fsw=48kHz，TA= 50°C，RthHA= 0.15K/W)

  圖9：模擬P-Q圖(VDC=1200V，Vout=600VAC，fsw=48 kHz，TA=50°C，RthHA=0.15K/W)

  相應的P-Q圖(圖9)幾乎呈圓形。由于結構的對稱性，圖中僅顯示一半P-Q圖。正方向可實現(xiàn)的最大電流為116.4kW，負方向為110.3kW，而最大無功功率為115.7kVA。最后，功率損耗分布如圖10所示?？梢钥闯觯攆sw=48kHz，T5的開關損耗占比最大。器件之間的導通損耗實現(xiàn)平衡。

  圖10：功率損耗分布(Igrid=100A，VDC=1200V，Vout=600 VAC，fsw=48kHz，cosphi=0.8，TA=50°C，RthHA=0.15 K/W)

  功率范圍為150-20000kW的1500-V并網(wǎng)逆變器需要高度緊湊高效的電力電子解決方案。本文已提出選用特殊定制的電力電子解決方案。ANPC拓撲結構，將SiCT-MOSFET和最新IGBT結合技術，實現(xiàn)高成本效益。在典型工況下，配備快速，配備快速。H3IGBT和SiCFWD最先進的混合NPC與解決方案相比，上述解決方案的功率損失明顯減少。與選擇相比SiCMOSFET與其他解決方案相比，當SiCT-MOSFET上述應用于反指導通模式ANPC不需要外界解決方案SiCFWD。這實現(xiàn)了最佳的性價比。為了實現(xiàn)高功率密度，本文分析并討論了全集成選擇ANPC新型高效低電感功率模塊拓撲結構。

  上述調(diào)配方案和ANPC拓撲結構和SiCT-MOSFET結合的一個顯著優(yōu)勢是，工作的一個顯著優(yōu)勢是P-Q圖幾乎是圓的，不需要對比SiC設備減少了數(shù)量。該功能支持功率模塊的靈活使用，如無功功率模塊，以幫助保持電網(wǎng)穩(wěn)定性或在儲能系統(tǒng)中應用逆變器。