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  基準電壓源只是一個電路或電路元件，只要電路需要，它就能提供已知電位。這可能是幾分鐘、幾小時或幾年。如果產(chǎn)品需要采集真實世界的相關(guān)信息，例如電池電壓或電流、功耗、信號大小或特性、故障識別等，那么必須將相關(guān)信號與一個標準進行比較。每個比較器、ADC、DAC或檢測電路必須有一個基準電壓源才能完成上述工作(圖1)。將目標信號與已知值進行比較，可以準確量化任何信號。

圖1. ADC 的基準電壓源的典型用法

  基準電壓源規(guī)格

  基準電壓源有很多形式并提供不同的特性，但歸根結(jié)底，精度和穩(wěn)定性是基準電壓源最重要的特性，因為其主要作用是提供一個已知輸出電壓。相對于該已知值的變化是誤差?；鶞孰妷涸匆?guī)格通常使用下述定義來預(yù)測其在某些條件下的不確定性。

表 1. 高性能基準電壓源規(guī)格(部分)

  初始精度

在給定溫度(通常為25°C)下測得的輸出電壓的變化。雖然不同器件的初始輸出電壓可能不同，但如果它對于給定器件是恒定的，那么很容易將其校準。

  溫度漂移

  該規(guī)格是基準電壓源性能評估使用最廣泛的規(guī)格，因為它表明輸出電壓隨溫度的變化。溫度漂移是由電路元件的缺陷和非線性引起的，因此常常是非線性的。

  對于許多器件，溫度漂移 TC (以 ppm/°C 為單位) 是主要誤差源。對于具有一致漂移的器件，校準是可行的。關(guān)于溫度漂移的一個常見誤解是認為它是線性的。這導(dǎo)致了諸如“器件在較小溫度范圍內(nèi)的漂移量會較少”之類的觀點，然而事實常常相反。TC一般用“黑盒法”指定，以便讓人了解整個工作溫度范圍內(nèi)的可能誤差。它是一個計算值，僅基于電壓的最小值和最大值，并不考慮這些極值發(fā)生的溫度。

  對于在指定溫度范圍內(nèi)具有非常好線性度的基準電壓源，或者對于那些未經(jīng)仔細調(diào)整的基準電壓源，可以認為最差情況誤差與溫度范圍成比例。這是因為最大和最小輸出電壓極有可能是在最大和最小工作溫度下得到的。然而，對于經(jīng)過仔細調(diào)整的基準電壓源(通常通過其非常低的溫度漂移來判定)，其非線性特性可能占主導(dǎo)地位。

  例如，指定為100ppm/°C的基準電壓源傾向于在任何溫度范圍內(nèi)都有相當好的線性度，因為元件不匹配引起的漂移完全掩蓋了其固有非線性。相反，指定為5ppm/°C的基準電壓源，其溫度漂移將以非線性為主。

  這在圖2所示的輸出電壓與溫度特性的關(guān)系中很容易看出。注意，其中表示了兩種可能的溫度特性。未補償?shù)膸痘鶞孰妷涸幢憩F(xiàn)為拋物線，最小值在溫度極值處，最大值在中間。此處所示的溫度補償帶隙基準電壓源(如LT1019)表現(xiàn)為“S”形曲線，其最大斜率接近溫度范圍的中心。在后一種情況下，非線性加劇，從而降低了溫度范圍內(nèi)的總體不確定性。

圖 2. 基準電壓源溫度特性

溫度漂移規(guī)格的最佳用途是計算指定溫度范圍內(nèi)的最大總誤差。除非很好的理解了溫度漂移特性，否則一般不建議計算未指定溫度范圍內(nèi)的誤差。

  長期穩(wěn)定性

  該規(guī)格衡量基準電壓隨時間變化的趨勢，與其他變量無關(guān)。初始偏移主要由機械應(yīng)力的變化引起，后者通常來源于引線框架、裸片和模塑化合物的膨脹率的差異。這種應(yīng)力效應(yīng)往往具有很大的初始偏移，爾后隨著時間推移，偏移會迅速減少。初始漂移還包含電路元件電氣特性的變化，其中包括器件特性在原子水平上的建立。更長期的偏移是由電路元件的電氣變化引起的，常常稱之為“老化”。與初始漂移相比，這種漂移傾向于以較低速率發(fā)生，并且會隨著時間推移變化速率會進一步降低。因此，它常常用“漂移/√khr”來表示。在較高溫度下，基準電壓源的老化速度往往也更快。

  這一規(guī)格常常被忽視，但它也可能成為主要誤差源。它本質(zhì)上是機械性的，是熱循環(huán)導(dǎo)致芯片應(yīng)力改變的結(jié)果。經(jīng)過很大的溫度循環(huán)之后，在給定溫度下可以觀察到遲滯，其表現(xiàn)為輸出電壓的變化。它與溫度系數(shù)和時間漂移無關(guān)，會降低初始電壓校準的有效性。

  在隨后的溫度循環(huán)期間，大多數(shù)基準電壓源傾向于在標稱輸出電壓附近變化，因此熱遲滯通常以可預(yù)測的最大值為限。每家制造商都有自己指定此參數(shù)的方法，因此典型值可能產(chǎn)生誤導(dǎo)。估算輸出電壓誤差時，數(shù)據(jù)手冊 (如 LT1790 和 LTC6652) 中提供的分布數(shù)據(jù)會更有用。

  其他規(guī)格

  根據(jù)應(yīng)用要求，其他可能重要的規(guī)格包括：

  ●電壓噪聲

  ●線性調(diào)整率/PSRR

  ●負載調(diào)整率

  ●壓差

  ●電源電壓范圍

  ●電源電流

  基準電壓源類型

  基準電壓源主要有兩類：分流和串聯(lián)。ADI的串聯(lián)和分流基準電壓源參見表2。

表2. ADI提供的基準電壓源

  分流基準電壓源

  分流基準電壓源是2端器件，通常設(shè)計為在指定電流范圍內(nèi)工作。雖然大多數(shù)分流基準電壓源是帶隙類型并提供多種電壓，但可以認為它們與齊納二極管型一樣易用，事實也確實如此。.

  最常見的電路是將基準電壓源的一個引腳連接到地，另一個引腳連接到電阻。電阻的另一個引腳連接到電阻。電阻的另一個引腳連接到電源。這樣，它實質(zhì)上變成一個三端電路?；鶞孰妷涸春碗娮璧墓捕耸禽敵?。電阻電壓源和電阻的公共端是輸出。電阻的選擇必須適當，使得在整個電源范圍和負載電流范圍內(nèi)，通過基準電壓源的最小和最大電流都在額定范圍內(nèi)。如果電源電壓和負載電流變化不大，這些基準電壓源很容易用于設(shè)計。如果其中之一或二者可能發(fā)生重大變化，通常會導(dǎo)致電路實際耗散功率比標稱情況所需大得多。從這個意義上講，它可以被認為像A類放大器一樣運作。

  分流基準電壓源的有點包括：設(shè)計簡單，封裝小，在寬電流和負載條件下具有良好的穩(wěn)定性。此外，它很容易設(shè)計為負基準電壓源，并且可以配合非常高的電源電壓使用(因為外部電阻會分攤大部分電位)，或配合非常低的電源電壓使用(因為輸出可以僅低于電源電壓幾毫伏)。ADI提供的分流產(chǎn)品包括 LT1004、LT1009、LT1389、LT1634、LM399 和 LTZ1000。典型分流電路如圖3所示。

圖3. 分流基準電壓源

  串聯(lián)基準電壓源

  串聯(lián)基準電壓源是三(或更多)端器件。它更像低壓差(LDO)穩(wěn)壓器，因此其許多優(yōu)點是相同的。最值得注意的是，其在很寬的電源電壓范圍內(nèi)消耗相對固定的電源電流，并且只在負載需要時才傳導(dǎo)負載電流。這使其成為電源電壓或負載電流有較大變化的電路的理想選擇。它在負載電流非常大的電路中特別有用，因為基準電壓源和電源之間沒有串聯(lián)電阻。

  ADI提供的串聯(lián)產(chǎn)品包括LT1460、LT1790、LT1461、LT1021、LT1236、LT1027、LTC6652、LT6660等等。LT1021和LT1019等產(chǎn)品可以用作分流或串聯(lián)基準電壓源。串聯(lián)基準電壓源電路如圖4所示。

圖4. 串聯(lián)基準電壓源

  基準電壓源電路

  有許多方法可以設(shè)計基準電壓源IC。每種方法都有特定的優(yōu)點和缺點。

  基于齊納二極管的基準電壓源

  深埋齊納型基準電壓源是一種相對簡單的設(shè)計。齊納(或雪崩)二極管具有可預(yù)測的反向電壓，該電壓具有相當好的溫度穩(wěn)定性和非常好的時間穩(wěn)定性。如果保持在較小溫度范圍內(nèi)，這些二極管通常具有非常低的噪聲和非常好的時間穩(wěn)定性，因此其適用于基準電壓變化必須盡可能小的應(yīng)用。

  與其他類型的基準電壓源電路相比，這種穩(wěn)定性可歸因于元件數(shù)量和芯片面積相對較少，而且齊納元件的構(gòu)造很精巧。然而，初始電壓和溫度漂移的變化相對較大，這很常見。可以增加電路來補償這些缺陷，或者提供一系列輸出電壓。分流和串聯(lián)基準電壓源均使用齊納二極管。

  LT1021、LT1236和LT1027等器件使用內(nèi)部電流源和放大器來調(diào)節(jié)齊納電壓和電流，以提高穩(wěn)定性，并提供多種輸出電壓，如5V、7V和10V。這種附加電路使齊納二極管與很多應(yīng)用電路兼容性更好，但需要更大的電源裕量，并可能引起額外的誤差。

另外，LM399和LTZ1000使用內(nèi)部加熱元件和附加晶體管來穩(wěn)定齊納二極管的溫度漂移，實現(xiàn)溫度和時間穩(wěn)定性的最佳組合。此外，這些基于齊納二極管的產(chǎn)品具有極低的噪聲，可提供最佳性能。LTZ1000的溫度漂移為 0.05ppm/°C，長期穩(wěn)定性為2μV/√kHr，噪聲為1.2μVP-P。為了便于理解，以實驗室儀器為例，噪聲和溫度引起的LTZ1000基準電壓的總不確定性只有大約1.7ppm，加上老化引起的每月不到1ppm。

  帶隙基準電壓源

  齊納二極管雖然可用于制作高性能基準電壓源，但缺乏靈活性。具體而言，它需要7V以上的電源電壓，而且提供的輸出電壓相對較少。相比之下，帶隙基準電壓源可以產(chǎn)生各種各樣的輸出電壓，電源裕量非常小—通常小于100mV。帶隙基準電壓源可設(shè)計用來提供非常精確的初始輸出電壓和很低的溫度漂移，無需耗時的應(yīng)用中校準。

  帶隙操作基于雙極結(jié)型晶體管的基本特性。圖5所示為一個基本帶隙基準電壓源—LT1004電路的簡化版本?？梢钥闯觯粚Σ黄ヅ涞碾p極結(jié)型晶體管的VBE具有與溫度成正比的差異。這種差異可用來產(chǎn)生一個電流，其隨溫度線性上升。當通過電阻和晶體管驅(qū)動該電流時，如果其大小合適，晶體管的基極-發(fā)射極電壓隨溫度的變化會抵消電阻兩端的電壓變化。雖然這種抵消不是完全線性的，但可以通過附加電路進行補償，使溫度漂移非常低。

圖五.設(shè)計帶隙電路提供理論上為零的溫度系數(shù)

  基本帶隙基準電壓源背后的數(shù)學原理很有意思，因為它將已知溫度系數(shù)與獨特的電阻率相結(jié)合，產(chǎn)生理論上溫度漂移為零的基準電壓。圖5顯示了兩個晶體管，經(jīng)調(diào)整后，Q10的發(fā)射極面積為Q11的10倍，而Q12和Q13的集電極電流保持相等。這就在兩個晶體管的基極之間產(chǎn)生一個已知電壓：

  其中，k為玻爾茲曼常數(shù)，單位為 J/K(1.38 × 10-23),T 為開氏溫度 (273 + T (°C));q 為電子電荷，單位為庫侖(1.6x10-19)。在 25°C 時， kT/q 的值為 25.7mV，正溫度系數(shù)為 86μV/°C。?VBE 為此電壓乘以 ln(10) 或 2.3，25°C時 電壓約為 60mV，溫度系數(shù)為 0.2mV/°C。

  將此電壓施加到基極之間連接的50k電阻，產(chǎn)生一個與溫度成比例的電流。該電流偏置二極管Q14，25°C時其電壓為575mV，溫度系數(shù)為-2.2mV/°C。電阻用于產(chǎn)生具有正溫度系數(shù)的壓降，其施加到Q14二極管電壓上，從而產(chǎn)生大約1.235V的基準電壓電位，理論上溫度系數(shù)為0mV/°C。這些壓降如圖5所示。電路的平衡提供偏置電流和輸出驅(qū)動。

ADI生產(chǎn)各種各樣的帶隙基準電壓源，包括小型廉價精密串聯(lián)基準電壓源LT1460、超低功耗分流基準電壓源LT1389以及超高精度、低漂移基準電壓源LT1461和LTC6652?？捎幂敵鲭妷喊?.2V、1.25V、2.048V、2.5V、3.0V、3.3V、4.096V、4.5V、5V和10V。這些基準電壓可以在很寬范圍的電源和負載條件下提供，并且電壓和電流開銷極小。產(chǎn)品可能具有非常高的精度，例如 LT1461、LT1019、 LTC6652 和 LT1790;尺寸可能非常小，例如 LT1790 和 LT1460 (SOT23)，或采用 2 m m× 2 m m D F N 封裝的 LT6660;或者功耗非常低，例如 LT1389，其功耗僅需 800nA。雖然齊納基準電壓源在噪聲和長期穩(wěn)定性方面往往具有更好的性能，但新的帶隙基準電壓源正在縮小差距，例如 LTC6652 的峰峰值噪聲 (0.1Hz 至 10Hz) 為 2ppm。

  分數(shù)帶隙基準電壓源

  這種基準電壓源基于雙極晶體管的溫度特性設(shè)計，但輸出電壓可以低至幾毫伏。它適用于超低電壓電路，特別是閾值必須小于常規(guī)帶隙電壓(約 1.2V)的比較器應(yīng)用。

  圖6所示為LM10的核心電路，同正常帶隙基準電壓源相似，其中結(jié)合了與溫度成正比和成反比的元件，以獲得恒定的200mV基準電壓。分數(shù)帶隙基準電壓源通常使用?VBE產(chǎn)生一個與溫度成正比的電流，使用VBE產(chǎn)生一個與溫度成反比的電流。二者以適當?shù)谋壤谝粋€電阻元件中合并，以產(chǎn)生不隨溫度變化的電壓。電阻大小可以更改，從而改變基準電壓而不影響溫度特性。這與傳統(tǒng)帶隙電路的不同之處在于，分數(shù)帶隙電路合并電流，而統(tǒng)電路傾向于合并電壓，通常是基極-發(fā)射極電壓和具有相反 TC 的 I?R。

圖6. 200mV 基準電壓源電路

  像LM10電路這樣的分數(shù)帶隙基準電壓源在某些情況下同樣是基于減法。LT6650具有400mV的此類基準電壓，并且配有一個放大器。因此，可以通過改變放大器的增益來改變基準電壓，并提供一個緩沖輸出。使用這種簡單電路可以產(chǎn)生低于電源電壓0.4V至幾毫伏的任何輸出電壓。

圖7. LT6700 支持與低至 400mV 的閾值進行比較

  LT6700(圖7)和LT6703是集成度更高的解決方案，其將400mV基準電壓源與比較器相結(jié)合，可用作電壓監(jiān)控器或窗口比較器。400mV基準電壓源可以監(jiān)控小輸入信號，從而降低監(jiān)控電路的復(fù)雜性;它還能監(jiān)控采用非常低電源電壓工作的電路元件。如果閾值較大，可以添加一個簡單的電阻分壓器(圖8)。這些產(chǎn)品均采用小尺寸封裝(SOT23)，功耗很低(低于 10μA)，支持寬電源范圍 (1.4V 至 18V)。此外，LT6700 提供 2mm x 3mm DFN 封裝，LT6703 提供 2mm x 2mm DFN 封裝。

圖8 .通過輸入電壓分壓來設(shè)置較高閾值

  選擇基準電壓源

  了解所有這些選項之后，如何為應(yīng)用選擇恰當?shù)幕鶞孰妷涸茨?/span>?以下是一些用來縮小選擇范圍的竅門：

  ●電源電壓是否非常高?選擇分流基準電壓源。

  ●電源電壓或負載電流的變化范圍是否很大?選擇串聯(lián)基準電壓源。

  ●是否需要高功效比?選擇串聯(lián)基準電壓源。.

  ●確定實際溫度范圍。對于各種溫度范圍，包括0°C至70°C、-40°C至85°C和-40°C至125°C，ADI提供規(guī)格和工作性能保證。

  ●精度要求應(yīng)切合實際。了解應(yīng)用所需的精度非常重要。這有助于確定關(guān)鍵規(guī)格。考慮到這一要求，將溫度漂移乘以指定溫度范圍，加上初始精度誤差、熱遲滯和預(yù)期產(chǎn)品壽命期間的長期漂移，減去任何將在出廠時校準或定期重新校準的項，便得到總體精度。對于要求最苛刻的應(yīng)用，還可以增加噪聲、電壓調(diào)整率和負載調(diào)整率誤差。例如，一個基準電壓源的初始精度誤差為0.1%(1000ppm)，-40°C至85°C范圍內(nèi)的溫度漂移為25ppm/°C，熱遲滯為200ppm，峰峰值噪聲為2ppm，時間漂移為 50ppm/√kHr則在電路建成時總不確定性將超過4300ppm。在電路通電后的前 1000小時，這種不確定性增加50ppm。初始精度可以校準，從而將誤差降低至3300ppm+50ppm?√(t/1000小時).

  ●實際電源范圍是什么?最大預(yù)期電源電壓是多少?是否存在基準電壓源IC必須承受的故障情況，例如電池電源切斷或熱插拔感應(yīng)電源尖峰等?這可能會顯著減少可選擇的基準電壓源數(shù)量。

  ●基準電壓源的功耗可能是多少?基準電壓源往往分為幾類：大于1mA，~500μA，<300μA，<50μA，<10μA，<1μA。

  ●負載電流有多大?負載是否會消耗大量電流或產(chǎn)生基準電壓源必須吸收的電流?很多基準電壓源只能為負載提供很小電流，很少基準電壓源能夠吸收大量電流。負載調(diào)整率規(guī)格可以有效說明這個問題。

  ●安裝空間有多少?基準電壓源的封裝多種多樣，包括金屬帽殼、塑料封裝 (DIP、SOIC、SOT)和非常小的封裝，例如采 用 2mm x 2mm DFN 的 LT6660。人們普遍認為，較大封裝的基準電壓源因機械應(yīng)力引起的誤差要小于較小封裝的基準電壓源。雖然確有某些基準電壓源在使用較大封裝時性能更好，但有證據(jù)表明，性能差異與封裝大小沒有直接關(guān)系。更有可能的是，由于采用較小封裝的產(chǎn)品使用的芯片較小，所以必須對性能進行某種取舍以適應(yīng)芯片上的電路。通常，封裝的安裝方法對性能的影響比實際封裝還要大，密切注意安裝方法和位置可以最大限度地提高性能。此外，當 PCB 彎曲時，占位面積較小的器件相比占位面積較大的器件，應(yīng)力可能更小。

  ADI提供廣泛的基準電壓源產(chǎn)品，包括串聯(lián)和分流基準電壓源，設(shè)計方案有齊納二極管、帶隙和其他類型?；鶞孰妷涸从卸喾N性能和溫度等級，以及幾乎所有已知的封裝類型。從最高精度產(chǎn)品到小型廉價產(chǎn)品，應(yīng)有盡有。憑借龐大的基準電壓源產(chǎn)品庫，ADI的基準電壓源可滿足幾乎所有應(yīng)用的需求。