h1_key

  亞德諾以MAX40016為例，使用齊納二極管和兩個MOSFET(場效應(yīng)晶體管)就可以將其電源電壓范圍擴大到6V-36V，隨著先進技術(shù)的發(fā)展，電子或電氣系統(tǒng)的物理尺寸大大縮小，降低了功耗和成本，并且在性能方面并沒有太多讓步。

  系統(tǒng)中越來越需要測量大范圍電流，從微小電流一直到幾安培電流。例如，在以下情況下，確定系統(tǒng)中高動態(tài)范圍的電流流動或消耗情況：

  睡眠/非活躍電流，以確定除正常運行外的總體負(fù)載性能和估算電池/電源功率。

  ATE/測試環(huán)境需要處理從微小/低微安培級電流到安培級電流，這就需要進行研發(fā)或生產(chǎn)級的測試。

  生產(chǎn)車間環(huán)境，以發(fā)現(xiàn)生產(chǎn)問題(積聚在IC下的焊劑、不必要的焊料短路或開路)，以及正常的操作功能測試。

  工業(yè)設(shè)備監(jiān)測，開啟和關(guān)閉期間的功耗可顯示設(shè)備的健康狀況，例如，監(jiān)測設(shè)備的正常電流和泄漏電流，以確定其隨時間推移的磨損情況。

  當(dāng)前解決方案

  圖1. 電流檢測放大器(CSA)+檢測電阻

  在高達(dá)80V的高電壓電平(共模電平)應(yīng)用中，由外部的簡單電流檢測放大器(CSA)(但為了使結(jié)構(gòu)達(dá)到精度和準(zhǔn)確性要求，集成電路的設(shè)計比較復(fù)雜)和檢測電阻器組成的方案可以解決電 流測量時的大多數(shù)問題。電流檢測放大器目前具有出色的準(zhǔn)確度和精度，滿足實現(xiàn)微安級電流的要求，同時保持更好的信噪比(SNR)性能，從而提供系統(tǒng)設(shè)計所需的測量分辨率。

  然而，為設(shè)計人員選擇優(yōu)化的CSA并不是一件容易的事情。有一些權(quán)衡因素需要考慮(圖2)：

  可用的電源

  最小可檢測電流(轉(zhuǎn)化為器件的最小輸入失調(diào)電壓(VOS))

  最大可檢測電流(轉(zhuǎn)化為最大輸入檢測電壓(VSENSE))

  RSENSE上允許的功耗

  圖2. 使用CSA和RSENSE時要考慮的設(shè)計約束

  由于差分電壓范圍由電流檢測放大器的選擇來設(shè)定，因此增加RSENSE值可以提高較低電流值的測量精度，但在較高的電流下功耗較高，這可能是不可接受的。另外，檢測電流的范圍也有所降低(IMIN : IMAX)。

  降低RSENSE值更有利，因為它減少了電阻的功耗，增大了檢測電流范圍。降低RSENSE值可降低信噪比(可以通過計算平均值，取平均輸入噪聲來改善信噪比)。

  應(yīng)當(dāng)注意的是，在這種情況下，設(shè)備的偏移會影響測量的精度。通常，會在室溫下進行校準(zhǔn)，以提高系統(tǒng)精度，通過增加某些系統(tǒng)的測試成本來消除失調(diào)電壓。

  此外，輸入差分電壓范圍(VSENSE)取決于電源電壓或內(nèi)部/外部基準(zhǔn)電壓和增益：

  在任何實現(xiàn)高電流范圍的應(yīng)用中，目的都是在既定的精度預(yù)算下最大限度地擴大動態(tài)范圍，這一般通過以下公式來估算：

  大多數(shù)CSA的VSENSE-RANGE通常是100mV，輸入失調(diào)電壓約為10μV。

  請注意，如果選擇VSENSE_MIN作為10xVOS系數(shù)，則在未校準(zhǔn)系統(tǒng)中，最多可得出30年±10%的誤差。

  同樣，如果選擇100xVOS，則可以達(dá)到±1%的誤差范圍，但動態(tài)范圍會縮減到20年。因此，在動態(tài)范圍和精度之間存在一個權(quán)衡：收緊精度預(yù)算會減少VSENSE_MIN所決定的動態(tài)范圍，反之亦然。

  有一點需要注意，在CSA + RSENSE系統(tǒng)中，RSENSE(容差和溫度系數(shù))通常是系統(tǒng)總精度的瓶頸。

  與電量計、帶集成芯片電阻器的CSA、使用運算的差分放大器的分立式器件實現(xiàn)等其它替代方案相比，它簡單、可靠且成本合理，仍然是行業(yè)中監(jiān)控/測量系統(tǒng)電流的有效做法。也有更高級別容差和溫度系數(shù)檢測電阻，只是價格比較高。應(yīng)用在溫度范圍內(nèi)的總誤差預(yù)算需要與RSENSE產(chǎn)生的誤差相當(dāng)。

  無電阻檢測解決方案

  對于需要測量從幾百微安到幾安培電流的更高動態(tài)范圍應(yīng)用，下方圖3所示的集成式電流檢測器件(U1)是非常有用、有效的解決方案。該解決方案滿足以下條件：

  1. 集成式檢測元件(無電阻)

  2. 超過4階十倍程的電流檢測動態(tài)范圍

  3. 電流輸出功能(與160Ω LOAD一起提供0-1V的VOUT，與所有ADC/微控制器電流輸入實現(xiàn)方案兼容)。

  圖3. 帶有集成電流檢測元件的2.5V至5.5V電流檢測系統(tǒng)。

  代替外部檢流電阻,在VDD輸入和負(fù)載(LD)輸出之間配置集成檢測器件，能夠測量100uA至3.3A的系統(tǒng)負(fù)載電流(ILOAD)。增益為1/500的內(nèi)部增益塊提供輸出電流ISH，即

  在負(fù)載電流為3A時，檢測元件裝置上VDD和LD之間的壓降約為60mV(曲線圖1)，相當(dāng)于僅有180mW的功耗，而在較低的電流值下，觀察到的檢測100μA范圍的總誤差在10%左右(曲線圖2)。該方案在較高電流負(fù)載下功耗較小，在較低電流水平下仍能保持較好的誤差預(yù)算，優(yōu)于圖1中的傳統(tǒng)檢測電路。因此，需要更大電流檢測范圍(最高可達(dá)3A)的應(yīng)用可以從這個方案中受益。

  具有擴展線路/輸入電壓的無電阻檢測方案

  圖4是圖3的輸入電壓范圍擴展，其中U1的電源電壓現(xiàn)在可以接受更高的線路電壓，可高達(dá)6V至36V。齊納二極管(D1)將VDD和PFET(M1)柵極之間的電壓維持在5.6V。高壓線路的大部分被M1吸收，M1的源電壓鉗位在與VDD輸入電壓相差大約4V-4.5V的水平，從而將U1的工作電壓(VDD-VSS)維持在正常工作范圍內(nèi)(曲線圖3)。然后，這個M1的源電壓為M2 PFET的柵極電壓提供偏置。M2 PFET源電壓處于VSS (U1) + VTH (M2)的水平，確保U1 ISH輸出在可接受的電壓水平內(nèi)。ISH電流輸出和R1相對于接地端產(chǎn)生0至1V的輸出電壓。

  圖4. 帶有集成電流檢測元件的6V至36V電流檢測系統(tǒng)

  圖4中使用的建議組件

  實驗結(jié)果

  下面是圖4電路的實驗結(jié)果。

  圖5：內(nèi)部檢測元件上的壓降與負(fù)載電流的關(guān)系

  圖6：不同溫度下ISH輸出的增益誤差與負(fù)載電流的關(guān)系

  圖7：MAX40016電源電壓(VDD-VSS)與VLINE的函數(shù)關(guān)系

  圖8. 負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)，ILOAD階躍從0變?yōu)?A。

  圖9. 啟動瞬態(tài)響應(yīng)，ILOAD為3A。

  結(jié)語

  通過使用MAX40016的無電阻檢測解決方案，實現(xiàn)了4階十倍程的電流檢測解決方案，工作范圍擴大到了36V。