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       在ON(安森美)的系列參考設(shè)計(jì)，ON(安森美)詳細(xì)描述了25 kW直流快充模塊的開(kāi)發(fā)過(guò)程。本白皮書(shū)則主要探討25 kW直流快充模塊的開(kāi)發(fā)和測(cè)試中硬件和固件設(shè)計(jì)以及調(diào)試階段的技巧與訣竅。我們將介紹如何測(cè)試和微調(diào)去飽和保護(hù)功能，分析SiC MOSFET漏極電壓振鈴的原因，以及添加緩沖電容的好處。此外還考慮如何在環(huán)回測(cè)試中使用比待測(cè)器件(DUT)功率更低的設(shè)備來(lái)測(cè)試DUT。

       簡(jiǎn)介

       以下圖1是25 kW電動(dòng)汽車(chē)直流快充系統(tǒng)的高級(jí)框圖，主要由PFC級(jí)和相移雙有源橋DC-DC級(jí)組成。

圖1 25 kW電動(dòng)汽車(chē)直流充電樁的高級(jí)框圖

       在任何電源轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)過(guò)程中，都必須實(shí)施硬件保護(hù)，這一點(diǎn)很重要。事實(shí)上，功率開(kāi)關(guān)器件是轉(zhuǎn)換器的核心，設(shè)計(jì)人員需要在確保系統(tǒng)在各種特定的場(chǎng)景中提供保護(hù)功能。在這些場(chǎng)景下，過(guò)壓和過(guò)流保護(hù)是基本要求。這兩種保護(hù)可以采用多種方法實(shí)現(xiàn)：相對(duì)簡(jiǎn)單的方法，例如在關(guān)鍵回路添加阻容元件，形成所謂的緩沖器(Snubber)，有助于限制電壓峰值;另一種較為復(fù)雜的方法，就是在瞬時(shí)條件超過(guò)預(yù)定標(biāo)準(zhǔn)時(shí)，阻斷器件運(yùn)行。

       采用這種方法時(shí)，比如我們?cè)陂_(kāi)發(fā)雙有源橋式轉(zhuǎn)換器時(shí)采用了這種方法，在轉(zhuǎn)換器的兩側(cè)添加具有指定閾值和遲滯的電壓比較器來(lái)實(shí)現(xiàn)過(guò)壓保護(hù)，在DC-Link過(guò)壓時(shí)阻斷柵極驅(qū)動(dòng)器。

類(lèi)似的方法也適用于過(guò)流保護(hù)解決方案。利用自帶過(guò)流保護(hù)功能的柵極驅(qū)動(dòng)器就可以方便地解決問(wèn)題。使用具有去飽和保護(hù)(DESAT)功能的NDC57000柵極驅(qū)動(dòng)器，可降低BOM成本并提高產(chǎn)品市場(chǎng)競(jìng)爭(zhēng)力。在下一部分中，我們將介紹在硬件啟動(dòng)測(cè)試階段進(jìn)行的PFC級(jí)和DAB DCDC級(jí)DESAT閾值的測(cè)量和評(píng)估，這在控制固件(FW)調(diào)試之前是必不可少的。在DAB DC-DC級(jí)，我們則著重于增強(qiáng)DESAT保護(hù)功能，以實(shí)現(xiàn)寬輸出(200 V至1000 V)工作電壓范圍。

全數(shù)控電源轉(zhuǎn)換器中的關(guān)鍵硬件功能是硬件保護(hù)、過(guò)流和過(guò)壓保護(hù)，旨在防止功率半導(dǎo)體器件在過(guò)流或短路期間消耗過(guò)大的功率。這可以防止出現(xiàn)過(guò)壓尖峰，避免損壞功率半導(dǎo)體。硬件保護(hù)在控制算法啟動(dòng)和調(diào)試階段至關(guān)重要，因?yàn)榇藭r(shí)經(jīng)常會(huì)發(fā)生不可預(yù)測(cè)的MOSFET開(kāi)關(guān)，會(huì)導(dǎo)致功率器件燒毀，而需要消耗時(shí)間和成本進(jìn)行處理，非常麻煩。

       PFC 級(jí) DESAT 保護(hù)

       PFC級(jí)中使用的NCD57000隔離式柵極驅(qū)動(dòng)器具有DESAT保護(hù)功能，有助于對(duì)所用的PIM SiC MOSFET進(jìn)行過(guò)流保護(hù)設(shè)計(jì)?！?5 kW SiC直流快充設(shè)計(jì)指南(第六部分)：用于電源模塊的柵極驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)”描述了設(shè)計(jì)過(guò)程 。我們?cè)谟布?dòng)階段評(píng)估了DESAT功能，并測(cè)量了DESAT動(dòng)作閾值電流和SiC MOSFET軟關(guān)斷時(shí)間。

用于高壓側(cè)SiC MOSFET的DESAT動(dòng)作電流評(píng)估的測(cè)量原理如圖 2 所示;左邊是高壓側(cè)、右邊是低壓側(cè)SiC MOSFET測(cè)量。我們選擇了與應(yīng)用的DC-LinkDC-Link電壓相同的測(cè)試電壓，即 800 V。通過(guò)柵極測(cè)試脈沖導(dǎo)通待測(cè)高壓側(cè)SiC模塊，使DESAT保護(hù)動(dòng)作。假設(shè)直流電阻可以忽略不計(jì)，所以流經(jīng)待測(cè)SiC MOSFET的電流上升di/dt僅受150μH的串聯(lián)PFC電感的限制。電流上升可由下式表示。

圖 2 PFC級(jí)DESAT動(dòng)作電流硬件啟動(dòng)測(cè)試

       高壓側(cè)SiC MOSFET(左)和低壓SiC MOSFET(右)

       在“25 kW SiC直流快充設(shè)計(jì)指南(第六部分)：用于電源模塊的柵極驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)”中，針對(duì)800 V DC-LinkDC-Link電壓，我們計(jì)算出 DESAT閾值電流理論值為85÷115 A;應(yīng)用手冊(cè)AND9949對(duì)計(jì)算過(guò)程進(jìn)行了詳細(xì)闡述，測(cè)量在25 °C室溫下進(jìn)行。需要注意的是，DESAT閾值水平還取決于SiC MOSFET、柵極驅(qū)動(dòng)器和DESAT保護(hù)電路中元件的溫度。

根據(jù)圖3中的測(cè)量結(jié)果，SiC MOSFET的導(dǎo)通時(shí)間為25至27 ns，軟關(guān)斷時(shí)間為700 至 710 ns(當(dāng)DESAT工作時(shí))。高壓側(cè)DESAT動(dòng)作閾值的測(cè)量值為75 A，低壓側(cè)為72 A。我們?cè)u(píng)估了所有原型設(shè)計(jì)并測(cè)量了DESAT閾值，得出68 A - 117.7 A 的范圍。由于PFC級(jí)在26.5 kW(1.5 kW是25 kW PFC級(jí)的功率裕度)和207 VRMS 時(shí)的最大相電流應(yīng)為 70 A，因此我們將PFC 級(jí)中的DESAT閾值提高了20%，以便在85 A - 90 A范圍內(nèi)的最小電流閾值下激活。

       對(duì)于商用量產(chǎn)產(chǎn)品，進(jìn)行評(píng)估說(shuō)明必不可少，應(yīng)使用足夠的樣本進(jìn)行測(cè)量，以便對(duì)所用電子元件的數(shù)值公差引起的變化進(jìn)行可靠評(píng)估。

圖 3 DESAT跳閘電平測(cè)量

       高壓側(cè)(左)和低壓側(cè)(右)SiC MOSFET

       為了解環(huán)境溫度對(duì)DESAT電流閾值水平的影響，我們?cè)?5 °C和50 °C下對(duì)同一樣品進(jìn)行測(cè)量;DESAT動(dòng)作閾值增加了5.4 A。在兩種溫度條件下的測(cè)量結(jié)果如圖4所示。這一測(cè)量結(jié)果表明，針對(duì)整個(gè)工作電壓范圍和整個(gè)溫度范圍設(shè)計(jì)DESAT保護(hù)是多么重要。

圖 4 25 ℃(左)和50 ℃(右)下的DESAT動(dòng)作電流

       備注：圖2中的測(cè)試僅評(píng)估了一個(gè)SiC MOSFET發(fā)生短路故障時(shí)的動(dòng)作電平;該測(cè)試并未評(píng)估電流從高壓側(cè)流向低壓側(cè)SiC MOSFET時(shí)的上下橋臂短路情形。發(fā)生橋臂短路時(shí)，電流不再受到限制。DESAT保護(hù)不能有效地保護(hù)SiC MOSFET，因?yàn)橹饕拗埔蛩?即串聯(lián)的PFC電感)限制了電流上升，如公式(1)所示，從而允許DESAT在所需電流水平下作出反應(yīng)，避免大電流繼續(xù)流過(guò)MOSFET。

       DAB DCDC級(jí)的DESAT保護(hù)增強(qiáng)

       與PFC級(jí)相同，雙有源橋轉(zhuǎn)換器DCDC級(jí)也使用了具有DESAT保護(hù)功能的NDC57000柵極驅(qū)動(dòng)器。原理上來(lái)說(shuō)，這種保護(hù)利用電源路徑端子兩端不斷改變的壓降來(lái)監(jiān)控流過(guò)驅(qū)動(dòng)開(kāi)關(guān)器件的電流水平。當(dāng)然，必須了解開(kāi)關(guān)器件的特性才能進(jìn)行正確的過(guò)流保護(hù)配置。雖然數(shù)據(jù)手冊(cè)提供了基本信息，但通常不會(huì)很詳細(xì)并且貼合應(yīng)用案例，因此無(wú)法準(zhǔn)確選擇器件。樣機(jī)測(cè)試固然重要，電路仿真工具在設(shè)計(jì)過(guò)程中也很有幫助。如圖5的部分電路圖所示，建議的驅(qū)動(dòng)電路遵循NCD57000數(shù)據(jù)手冊(cè)建議。

圖 5 NCD57000柵極驅(qū)動(dòng)電路圖

       盡管計(jì)算去飽和閾值電阻(圖5中的R27A)看似簡(jiǎn)單，但卻未必如此，因?yàn)镽DS,ON參數(shù)并不是恒定的;它隨柵極電壓以及流經(jīng)器件的瞬時(shí)電流而變化。根據(jù)器件數(shù)據(jù)手冊(cè)中提供的數(shù)據(jù)，而簡(jiǎn)單地將這兩個(gè)關(guān)聯(lián)項(xiàng)結(jié)合起來(lái)，以獲得實(shí)際RDS值，并用于RDESAT 值計(jì)算，這并非一項(xiàng)簡(jiǎn)單的任務(wù)。若有器件仿真模型會(huì)更容易實(shí)現(xiàn)。

由于NCD57000的完整仿真模型尚未公布，我們建立了其去飽和功能的簡(jiǎn)化模型，該模型可與開(kāi)關(guān)器件結(jié)合使用。仿真結(jié)果顯示，DESAT靜態(tài)閾值取決于電阻R1。原邊半橋的電阻初選原邊14.3 kΩ，副邊副邊半橋阻值選擇13.3 kΩ ，因?yàn)樵谀承l件下，副邊副邊電流會(huì)稍高一些。圖6所示為仿真柵極電路圖。

圖 6 NCD57000柵極驅(qū)動(dòng)器仿真電路圖

 圖7顯示了不同R1電阻值下仿真得到的DAB DESAT保護(hù)靜態(tài)閾值。

圖7 不同R1下仿真得到的DAB DESAT保護(hù)靜態(tài)閾值

包含功率電感和功率變壓器與PFC級(jí)一樣，DAB DCDC級(jí)的去飽和保護(hù)也得到了驗(yàn)證。下圖為兩側(cè)功率級(jí)的簡(jiǎn)化示意圖，包含功率電感和變壓器。

圖8 兩側(cè)功率級(jí)的簡(jiǎn)化圖，包含功率電感和功率變壓器

包含功率電感和功率變壓器包含功率電感和功率變壓器可能的故障條件數(shù)相對(duì)較多。因此，我們?yōu)槿ワ柡捅Ｗo(hù)測(cè)試選擇了以下可能的情況，以限制測(cè)試次數(shù)，確保設(shè)置簡(jiǎn)單且可重現(xiàn)：

包含功率電感和功率變壓器? 原邊原邊開(kāi)關(guān)——副邊副邊短路仿真(圖 9)

圖9 副邊短路仿真副邊

包含功率電感和功率變壓器? 副邊副邊開(kāi)關(guān) – 原邊短路仿真原邊(圖 10)

圖10 原邊短路仿真原邊

包含功率電感和功率變壓器在測(cè)試期間，所有開(kāi)關(guān)均保持關(guān)斷狀態(tài)，除了待測(cè)開(kāi)關(guān)。理想情況下，需要能夠產(chǎn)生單脈沖的專(zhuān)用測(cè)試軟件。如果沒(méi)有測(cè)試軟件，可以考慮選擇最小開(kāi)關(guān)頻率大約1 k Hz的，具有產(chǎn)生長(zhǎng)脈沖的占空比(推薦范圍>200 - 300 μs)。脈沖必須足夠長(zhǎng)，以使待測(cè)開(kāi)關(guān)所經(jīng)受的DC-LinkDC-Link電壓和有效電感的特定組合能夠在一個(gè)脈沖內(nèi)達(dá)到預(yù)期的去飽和電流閾值。通過(guò)假定所選測(cè)試電壓(正常工作電壓)、DESAT保護(hù)動(dòng)作時(shí)的峰值電流，以及變壓器的漏感和原邊串聯(lián)諧振電感，就可以通過(guò)公式 (1) 計(jì)算所需時(shí)間。

包含功率電感和功率變壓器圖11所示為的DAB原邊測(cè)量的典型波形如圖11所示。

圖11 原邊原邊DAB DESAT閾值測(cè)量

       包含功率電感和功率變壓器R27A(圖 5)14.3 kΩ

包含功率電感和功率變壓器DC-LinkDC-Link為400 V時(shí)，最大電流達(dá)到145 A，而DC-LinkDC-Link 800 V時(shí)，該電流高達(dá)248.1 A。這似乎有點(diǎn)奇怪，因?yàn)殪o態(tài)閾值仿真顯示當(dāng)Rdesat = 14.3 kΩ時(shí)，動(dòng)作電流為109.9 A。不僅如此，400 V和800 V下達(dá)到的最大電流還存在相當(dāng)大的差異?？梢酝ㄟ^(guò)增加設(shè)置電阻來(lái)降低DESAT動(dòng)作閾值。

因此，將Rdesat 14.3 kΩ增加到15 kΩ后重新測(cè)量：

圖12 原級(jí)原邊DAB DESAT閾值測(cè)量

       R27A(圖 5)15 kΩ

      出乎意料的是，2種電壓下的最大閾值電流與預(yù)期不同;電流本應(yīng)下降大約30 A，但實(shí)際在400 V時(shí)下降了8 A，在800 V時(shí)增加了4 A，高達(dá)251.9 A。副邊副邊的情況似乎更糟，一旦原邊原邊短路，其有效電路電感會(huì)更低些。如圖13所示，700 V時(shí)最大電流達(dá)到282.6 A，其中Rdesat設(shè)置為16.2 kΩ。因此，未在800 V和920 V下進(jìn)行測(cè)試。

圖13 副邊副邊DAB DESAT閾值測(cè)量

      R27A(圖 5)16.2 kΩ

      因?yàn)榉抡骘@示Rdesat為16.2 kΩ時(shí)，靜態(tài)動(dòng)作閾值為26.1 A，所以肯定有問(wèn)題或是理解有誤。所以我們使用NCD57000數(shù)據(jù)手冊(cè)，在SPICE中對(duì)去飽和保護(hù)電路進(jìn)行建模，以研究電路如何工作。圖 14所示為仿真電路。

圖14 利用SPICE對(duì)NCD57000柵極驅(qū)動(dòng)電路進(jìn)行仿真

         圖15描繪了幾個(gè)已完成仿真的DESAT保護(hù)功能激活期間的典型關(guān)系，并解釋了在上述測(cè)試期間測(cè)量的最大電流值，其識(shí)別順序如下：

         ?柵極驅(qū)動(dòng)器激活其源極輸出，以開(kāi)通模塊中的晶體管——在仿真2 μs后不久

         ?一旦柵極-源極電壓(綠色跡線(xiàn))達(dá)到柵極開(kāi)啟電壓，漏極-源極電壓就會(huì)開(kāi)始降低。請(qǐng)注意，在所有這些測(cè)試中，初始漏極電流均為0 A。

         ?漏源電壓的快速下降會(huì)導(dǎo)致DESAT輸入電壓反轉(zhuǎn)。它源于先前在D1和D2高壓二極管中累積的反向偏置電荷。如NCD57000應(yīng)用手冊(cè)AND9949所述，上述仿真模型中的D3二極管限制了該反向電壓。

         ?DESAT充電電流源在前沿消隱時(shí)間(~450 ns)之后導(dǎo)通。在導(dǎo)通后的這段時(shí)間消逝前，DESAT保護(hù)實(shí)際上是無(wú)效的。

         ?26.1 A的漏極電流應(yīng)該與16.2kΩDESAT電阻相關(guān)，大約在DESAT前沿消隱時(shí)間結(jié)束時(shí)達(dá)到(此處只是巧合)。請(qǐng)注意，即使消隱時(shí)間結(jié)束前已經(jīng)達(dá)到漏極電流靜態(tài)閾值，柵極驅(qū)動(dòng)器也不會(huì)做出反應(yīng)。

圖15 DAB級(jí)副邊副邊DESAT保護(hù)激活期間的各參數(shù)波形變化

         ?DESAT充電電流源(0.5mA)對(duì)DESAT電容進(jìn)行充電——DESAT引腳電壓開(kāi)始上升。

         ?一段時(shí)間后，DESAT電壓在仿真時(shí)間約為3.6 μs時(shí)超過(guò)9.0 V標(biāo)稱(chēng)閾值電平。同時(shí)，由于漏極影響，在55 A/μs的電流變化下，漏極電流將達(dá)到85.5 A。請(qǐng)注意，柵極驅(qū)動(dòng)器仍然沒(méi)有反應(yīng)。

         ?即使達(dá)到了DESAT閾值，還需要經(jīng)過(guò)額外的320 ns濾波/消隱時(shí)間，漏極電流以恒定斜率進(jìn)一步上升。

         ?最后，在104 A的漏極電流下，柵極驅(qū)動(dòng)器在DESAT濾波時(shí)間后激活所謂的軟關(guān)斷過(guò)程，此時(shí)將柵極吸收吸收電流限制在大約70 mA。其目的是限制漏極di/dt，以使電源路徑寄生電感上的漏極-源極過(guò)電壓不會(huì)損壞MOSFET。在測(cè)量波形中，可以明顯看到漏極-源極電壓轉(zhuǎn)換速度也低很多。

         ?如圖所示，柵極吸收吸收電流降低意味著在給定條件下，當(dāng)漏極-源極電壓上升時(shí)，在下一個(gè)3.1 μs后首先出現(xiàn)柵極閾值電壓電平。但漏極電流仍然高速增加并達(dá)到252 A。

         ?再過(guò)約0.7 μs后，驅(qū)動(dòng)器完成軟關(guān)斷過(guò)程，電流達(dá)到277.8 A，與 Rdesat電阻值無(wú)關(guān)。

         請(qǐng)注意，上圖中的藍(lán)線(xiàn)為漏極電流，盡管它是L1(圖14)電感電流。將其納入圖表是為了與樣機(jī)測(cè)試保持一致。直接測(cè)量漏極電流幾乎是不可能或不切實(shí)際的，因?yàn)樗鼤?huì)改變電源模塊的電源進(jìn)出路徑。相反，測(cè)量電源模塊開(kāi)關(guān)節(jié)點(diǎn)的電流可以非?？焖俚赝瓿伞?/span>

         從結(jié)果來(lái)看，很明顯，DESAT保護(hù)在其給定設(shè)計(jì)狀態(tài)下可能不會(huì)提供實(shí)際的過(guò)流保護(hù)。很可能會(huì)達(dá)到并超過(guò)342 A的最大功率模塊漏極脈沖電流，尤其是在DC-Link電壓為800 V及以上的副邊。

這意味著需要進(jìn)行一些調(diào)整來(lái)解決這個(gè)問(wèn)題——可以應(yīng)用不同的方法。調(diào)整應(yīng)盡量簡(jiǎn)單，從仿真和測(cè)量波形來(lái)看，在軟關(guān)斷過(guò)程中將柵極吸收電流從70 mA(最大值)適當(dāng)增加一點(diǎn)可能是有益的，尤其是當(dāng)?shù)谝浑A段至柵極-源極平坦區(qū)域短路時(shí)。如上所述，漏極電流增加了約150 A，這基本達(dá)到了大部分的最大電流水平。

         必須記住，DESAT仍應(yīng)采用軟關(guān)斷，并且當(dāng)DESAT保護(hù)未激活時(shí)，附加電路不應(yīng)影響工作。

         此外，這里的電路仿真是建設(shè)性的。最終，我們仿真了各種選項(xiàng)，并重新設(shè)計(jì)了柵極驅(qū)動(dòng)電路，將一個(gè)PNP晶體管Q1 NSS60600添加到吸收電流通道。如下面的仿真電路圖所示，這是權(quán)衡軟關(guān)斷速度和最大漏極-源極電壓之后做出的折衷選擇。

圖16 NCD57000柵極驅(qū)動(dòng)電路的SPICE仿真，添加了Q1 PNP晶體管

         我們對(duì)原型板進(jìn)行了相應(yīng)修改，并重復(fù)進(jìn)行上述測(cè)試，隨后微調(diào)了Rdesat的值，以使DESAT保護(hù)不會(huì)過(guò)早介入。針對(duì)原邊A低壓側(cè)開(kāi)關(guān)捕獲到以下波形：

圖17 原邊低壓側(cè)SiC的DAB DESAT閾值測(cè)量

         Rdesat 13.8 kΩ和添加的Q1 PNP晶體管

         如圖所示，在原邊的800 V下，最大漏極電流達(dá)到150 A，而之前測(cè)試結(jié)果為248 A。此外，400 V和800 V時(shí)的最大漏極電流之間的差異也沒(méi)有以前那么大。正如預(yù)期，最大漏極-源極電壓增加，但測(cè)得的890 V(最大值)仍然在1200 V電源模塊額定值范圍內(nèi)。此外，圖18中的副邊測(cè)試現(xiàn)在是安全可行的;即使測(cè)得的di/dt斜率超過(guò)60 A/μs，在800 V下測(cè)的與上述相同的副邊開(kāi)關(guān)達(dá)到的最大漏極電流仍低于200 A。在經(jīng)過(guò)上述修改的兩塊板上測(cè)得的最大漏極電流不超過(guò)210 A。最大漏極-源極電壓低于1020 V。我們發(fā)現(xiàn)并證明該解決方案足以滿(mǎn)足DAB DC-DC應(yīng)用要求，在常規(guī)操作和測(cè)試期間未發(fā)現(xiàn)任何性能損失。

         請(qǐng)注意，所有測(cè)試在室溫下進(jìn)行;在商用產(chǎn)品開(kāi)發(fā)中，對(duì)于在設(shè)計(jì)階段根據(jù)產(chǎn)品要求評(píng)估整個(gè)溫度工作范圍來(lái)說(shuō)，DESAT動(dòng)作電流閾值至關(guān)重要。

圖18 副邊低壓側(cè)SiC的DAB DESAT閾值測(cè)量

         Rdesat 13.862 kΩ和新增的Q1 PNP晶體管

         PFC 級(jí) PIM SiC 布局

         SiC應(yīng)用通常工作在高dv/dt。在25 kW直流充電模塊設(shè)計(jì)中，我們把dv/dt控制在20 至40 V/ns范圍。要達(dá)到高電壓變化率并使設(shè)計(jì)保持低漏極過(guò)沖，需要使用合適的DC-Link電容和緩沖電容。為了使電流環(huán)路面積盡可能小，以達(dá)到低寄生電感水平的走線(xiàn)，需要優(yōu)化布局。

         圖19所示為PIM SiC半橋模塊連接示意圖，其中柵極驅(qū)動(dòng)導(dǎo)通電阻為4.7 Ω(R29和R37)，關(guān)斷電阻3.3 Ω(R31 和 R39)，并且DC-Link電容和緩沖電容連接至DC+ 和 DC- 軌。我們將250 nF Ceralink電容C24用作緩沖電容，DC-Link電容C25則選用75 μFF薄膜電容(Foil Capacitor)。

         為了使PIM驅(qū)動(dòng)回路靠近PIM模塊，我們?cè)诿總€(gè)SiC PIM模塊上使用三個(gè)薄膜電容和一個(gè)Ceralink 電容。在圖19的示意圖中，我們使用了特定的PIM模塊;因此，PFC級(jí)的每相在PIM SiC模塊上都有緩沖電容和薄膜電容。圖19 中的這種電容連接方法有助于在SiC MOSFET和緩沖/DC-Link電容 LP+ 和 LP? 之間保持低寄生電感，這有助于減少快速開(kāi)關(guān)的SiC MOSFET的漏極電壓振鈴。

         圖19 SiC半橋PIM模塊示意圖，帶緩沖電容和DC-Link電容，并突出顯示了正負(fù)電源軌的寄生電感，從高dV/dt開(kāi)關(guān)角度考慮低寄生電感至關(guān)重要

         25 kW PFC級(jí)PCB布局如圖20所示，藍(lán)色部分表示從三相交流通過(guò)PFC電感和SiC PIM模塊到直流輸出800 V的主電源路徑。從SiC應(yīng)用角度來(lái)看，正負(fù)軌之間每個(gè)SiC PIM模塊(PIM A、PIM B 和 PIM C)的緩沖電容和DC-Link電容的PCB布局尤為重要。該布局必須在開(kāi)發(fā)初期的PCB Layout階段就已完成。

         藍(lán)色方塊突出顯示了電容Cfilm和CCERALINK。PCB上這樣的電容布局可使高頻電流回路靠近特定的SiC PIM模塊。此原理圖連接和PCB布局可確保每個(gè)PIM模塊在正負(fù)DC-Link軌之間的電流環(huán)路較短，從而消除了漏極電壓振鈴的PCB寄生電感效應(yīng)，這在具有高dv/dt 的SiC MOSFET應(yīng)用中至關(guān)重要。

圖20 25 kW PFC級(jí)PCB布局

         藍(lán)色方塊突出顯示靠近每個(gè)SiC PIM模塊的緩沖電容和DC-Link電容的布局

         在10 kW功率水平進(jìn)行測(cè)量時(shí)，我們測(cè)量了每個(gè)SiC PIM模塊的漏極-源極開(kāi)關(guān)波形，以驗(yàn)證開(kāi)關(guān)性能是否較佳并評(píng)估漏極電壓振鈴。圖21所示為SiC PIM C實(shí)測(cè)波形;SiC MOSFET的dv/dt測(cè)量結(jié)果在28 到32 V/ns的范圍內(nèi)，此值不包括振鈴信號(hào)的轉(zhuǎn)換速率。

         圖21中SiC PIM C實(shí)測(cè)波形呈現(xiàn)嚴(yán)重的漏極電壓振鈴;如箭頭突出顯示，峰值漏極電壓達(dá)到960 V，從電容降額和SiC MOSFET的角度來(lái)看，這是不可接受的。這種振鈴?fù)ǔＲ矔?huì)對(duì)EMI性能產(chǎn)生負(fù)面影響。

圖21 10 kW輸出功率下SiC PIM C模塊的漏極-源極開(kāi)關(guān)的實(shí)測(cè)波形

         我們通過(guò)分析SiC PIM C模塊的PCB布局來(lái)確定振鈴的可能來(lái)源，基本上是由緩沖電容和SiC晶體管漏極之間的高寄生電感引起的。我們看到PCB走線(xiàn)會(huì)產(chǎn)生額外的寄生電感Lp，其中并未像PIMA和PIMB SiC模塊那樣使用Ceralink緩沖和薄膜DC-Link電容從另一側(cè)端接(如圖20所示，靠近PIMC模塊)。PCB走線(xiàn)長(zhǎng)度似乎可以忽略不計(jì)，但在這里我們可以看到SiC MOSFET應(yīng)用的一個(gè)經(jīng)典示例，說(shuō)明PCB布局的重要性。

         為了抑制漏極電壓振鈴，我們?cè)赑IM C SiC模塊附近添加了一個(gè) 100 nF高壓陶瓷電容，如圖20所示。我們?cè)谙嗤瑮l件下再次測(cè)量了PIM C模塊的開(kāi)關(guān)波形，以了解添加100 nF陶瓷緩沖的影響。圖 21顯示了抑制振鈴的實(shí)測(cè)開(kāi)關(guān)波形。現(xiàn)在，開(kāi)關(guān)波形可接受了，同時(shí)圖21中160 V左右的漏極電壓過(guò)沖值也減少到約25 V 。

圖22 10 kW 輸出功率下SiC PIM C模塊的漏極-源極開(kāi)關(guān)實(shí)測(cè)波形，在PIM C模塊附近添加了100 nF高壓緩沖電容

         如此一來(lái)，我們可以認(rèn)為振鈴問(wèn)題已經(jīng)解決。下一個(gè)重要步驟是評(píng)估緩沖器溫度以及是否會(huì)發(fā)生過(guò)熱，因?yàn)榫彌_器溫度高會(huì)降低電容的使用壽命。嘗試在AND90103中描述的內(nèi)部帶有緩沖電路的SiC PIM模塊，或者對(duì)緩沖電路進(jìn)行重新設(shè)計(jì)(如RC緩沖電路)，這樣就可以通過(guò)減少功耗來(lái)降低緩沖電容的溫度。另一種選擇是更改PCB布局，通常用于降低漏極電壓振鈴。

         圖23我們可以看到在26.5 kW輸出功率下運(yùn)行1.5 小時(shí)后，25 kW PFC級(jí)PCB布局底部的紅外攝像頭照片。Sp5是添加的100 nF陶瓷緩沖電容的溫度。為便于比較PCB紅外圖片與PCB視圖，圖23與圖20以相同的視角顯示。添加的陶瓷緩沖電容的溫度達(dá)到 91.9 °C，有些太高了;因此，設(shè)計(jì)人員必須使用上述選項(xiàng)重新設(shè)計(jì)電路。

圖23 在26.5 kW輸出功率下運(yùn)行1.5小時(shí)后，25 kW PFC級(jí)PCB布局底部的紅外攝像頭視圖。Sp5是添加的100 nF陶瓷緩沖電容的溫度。

         下圖所示對(duì)PFC原型進(jìn)行PCB布局修改將全面降低圖23中的PCB走線(xiàn)溫度(sp1、sp2 和 sp3)。為了估計(jì)需要對(duì)PCB進(jìn)行哪些更改，我們重新制作了一個(gè)樣機(jī)，并通過(guò)增加銅線(xiàn)來(lái)加寬溫度最高的走線(xiàn)。圖24是一個(gè)重新制作的樣機(jī)示例。左圖為未重新制作的800V DC輸出走線(xiàn)，右圖則是同一視角，但采用了2 x 2.5 mm2導(dǎo)線(xiàn)以加固走線(xiàn);可以看到這部分走線(xiàn)的溫度下降了43 °C。

         就測(cè)試結(jié)果而言，我們可以采用更粗的銅線(xiàn)，但設(shè)計(jì)人員必須牢記最終產(chǎn)品的可制造性和隔離要求。因此，在制造中必須有選擇地考慮方案。另一種選擇是添加隔離SMT母線(xiàn)條來(lái)加固PCB走線(xiàn)。

圖24 25 kW PFC級(jí)PCB布局

         左：最大輸出功率為26.5 kW時(shí)的800 V DC輸出走線(xiàn)

         右：同一視角，但采用了2 x 2.5 mm2導(dǎo)線(xiàn)以加固走線(xiàn)

         控制設(shè)計(jì)

         該快速充電器在PFC和DAB中具有多個(gè)閉環(huán)控制器。我們將以DAB為例分享我們對(duì)控制器增益設(shè)計(jì)的考慮;圖25顯示了其控制結(jié)構(gòu)的概覽。

圖25 DAB控制框圖

         有四個(gè)PI控制器會(huì)影響DAB輸出。其中兩個(gè)將變壓器兩端的平均電流控制為零，防止直流電流積聚——這是防止變壓器飽和所必需的。與這兩者并行的是輸出電流控制，它可以改變?cè)吅透边呏g的相移，以實(shí)現(xiàn)所需的輸出電流。最后，電壓控制器疊加在電流控制器上，改變電流以實(shí)現(xiàn)預(yù)期電壓。然而，其輸出受限，允許 DAB利用所需的CC/CV特性對(duì)輸出進(jìn)行充電。

         所有這些控制環(huán)路都會(huì)影響DAB輸出，因此會(huì)相互振蕩并導(dǎo)致不穩(wěn)定。然而，通過(guò)選擇增益以產(chǎn)生明顯不同的動(dòng)態(tài)特性，可以將這些閉環(huán)相互去耦，從而簡(jiǎn)化其設(shè)計(jì)。在圖26中，這些環(huán)路的頻率響應(yīng)突出顯示了這種去耦。

圖26 DAB閉環(huán)的頻率響應(yīng)

         原邊磁通補(bǔ)償、輸出電流控制和輸出電壓控制的-3 dB頻率分別為 7.5 kHz、1 kHz 和 100 Hz左右——這種明顯差異使得三個(gè)控制環(huán)路各自具有獨(dú)立的表征。最快的磁通補(bǔ)償設(shè)置可確保DAB始終在變壓器不飽和條件下運(yùn)行。電流環(huán)路比電壓環(huán)路快一個(gè)數(shù)量級(jí)，這很有必要，因?yàn)閮?nèi)部(電流)環(huán)路必需比外部(電壓)環(huán)路快?？梢酝ㄟ^(guò)仿真模擬這種設(shè)計(jì)方法對(duì)系統(tǒng)輸出的影響。圖27顯示了該仿真的結(jié)果。

圖27 DAB啟動(dòng)(階躍響應(yīng))仿真結(jié)果

         圖28顯示在其輸出電容中剩余電壓約為180 V時(shí)，轉(zhuǎn)換器啟動(dòng)。目標(biāo)電壓為300 V，電流限值為10 A。輸出側(cè)沒(méi)有負(fù)載。該控制機(jī)制不具備磁控軟啟動(dòng)功能，導(dǎo)致在運(yùn)行開(kāi)始時(shí)通過(guò)變壓器兩端的直流電流較大——通過(guò)磁通補(bǔ)償可將其快速控制為零。電流控制要慢一個(gè)數(shù)量級(jí)，可以看到在4 ms后達(dá)到了某種程度的穩(wěn)定狀態(tài)。

         電壓環(huán)路則再慢一個(gè)數(shù)量級(jí)，它在15到20 ms后達(dá)到穩(wěn)定狀態(tài)。該仿真顯示在DAB工作時(shí)不存在任何不穩(wěn)定狀態(tài)。然而，必須通過(guò)測(cè)量相同的工作點(diǎn)確認(rèn)動(dòng)態(tài)響應(yīng)與仿真結(jié)果類(lèi)似。下圖顯示了該測(cè)量結(jié)果。

圖28 DAB啟動(dòng)(階躍響應(yīng))測(cè)量結(jié)果

         仿真和測(cè)量結(jié)果顯示輸出電壓穩(wěn)定并為DC-Link電容成功充電。此外，它們的動(dòng)態(tài)行為非常相似，不僅驗(yàn)證了仿真模型，也證實(shí)在轉(zhuǎn)換器控制開(kāi)發(fā)過(guò)程中采用的模型基礎(chǔ)設(shè)計(jì)方法有效。

         環(huán)回測(cè)試

         不建議在應(yīng)用中測(cè)試大功率電力電子設(shè)備。使用快速充電器從電網(wǎng)為高壓電池充電時(shí)，應(yīng)確保能夠安全運(yùn)行。因此需要一個(gè)專(zhuān)用測(cè)試環(huán)境來(lái)進(jìn)行快速充電器的集成測(cè)試和調(diào)試。除了測(cè)量設(shè)備和安全設(shè)備外，還需要大功率電源(交流和直流)和負(fù)載。這些設(shè)備可能相當(dāng)龐大且昂貴。然而，可以通過(guò)轉(zhuǎn)換器并行操作來(lái)規(guī)避這些問(wèn)題，如圖29所示。

圖29 環(huán)回測(cè)試框圖

         兩個(gè)PFC連接到同一個(gè)交流電源，它們各自的直流輸出連接到DAB的輸入和輸出。高頻濾波器將功率轉(zhuǎn)換器上產(chǎn)生的開(kāi)關(guān)噪聲相互隔離。PFC1控制其輸出電壓，從而控制DAB的輸入電壓，而 PFC2控制其輸出電壓，即DAB的輸出電壓。DAB在CC模式下運(yùn)行會(huì)導(dǎo)致能量流過(guò)所有三個(gè)轉(zhuǎn)換器。

         該圖顯示了DAB正輸出電流方向。大部分能量在紅色箭頭所示的圓圈內(nèi)流動(dòng)。交流電源只需提供由回路內(nèi)所有元件產(chǎn)生的損耗——比25 kW時(shí)1.5 kW損耗的循環(huán)功率要低一個(gè)數(shù)量級(jí)——這樣僅使用交流電源就可以進(jìn)行高功率測(cè)試，對(duì)輸出功率的要求顯著降低。圖30顯示了這種測(cè)量方法的設(shè)計(jì)。

圖30 安森美實(shí)驗(yàn)室的環(huán)回測(cè)試設(shè)置

         DAB必需提供隔離，因?yàn)镻FC會(huì)在其DC-Link上引起共模電壓。通過(guò)開(kāi)啟所有高壓側(cè)或低壓側(cè)開(kāi)關(guān)，在每個(gè)開(kāi)關(guān)頻率下將零矢量應(yīng)用于交流輸出。將兩個(gè)PFC連接到相同的直流端和交流端，會(huì)在零矢量期間導(dǎo)致無(wú)用電流流動(dòng)。想象一下在所有上橋臂開(kāi)關(guān)開(kāi)啟時(shí)對(duì)一個(gè)PFC應(yīng)用零矢量，而另一個(gè)PFC則完全相反。圖31所示為簡(jiǎn)化框圖。

圖31 未提供電隔離時(shí)零矢量期間的電流路徑

         兩個(gè)PFC在同一DC-Link上的耦合構(gòu)成了電容上的一條閉合回路(如圖31紅色部分所示)。在零矢量期間，該回路會(huì)在電網(wǎng)側(cè)電感兩端施加電壓，從而影響PFC正常工作，同時(shí)導(dǎo)致不受控制的電流。